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'功率MOSFET模型的建立 MOSFET实物图(TO-3P) MOSFET实物图(TO-220) 制造功率MOSFET的关键，主要是解决大电流和高电压问题，以提高器件的功率处理能力．对比MOSFET与双极型器件（如GTR）的结构，发现后者首先在功率领域获得突破的原因主要有三点：1)发射极和集电极是安置在基区的两侧，电流是流过面积很大而厚度较薄的基区，因而可以参照GTR等功率器件，制造为垂直导电模式，电流容量可以很大；2)为了提高耐压，在集电区中加人了一个轻掺杂N-型区，使器件耐压能力大为改善；3)基区宽度的控制是靠双重扩散技术实现的，尺寸控制严格准确，适宜于各种功率要求的设计。VVMOSFET和UMOSFET基本结构电场集中，不易提高耐压。 功率MOSFET的内部结构★胞元并联结RDS小，可达mΩ。★垂直导电VD，面积大，电流大；★无电导调制效应，UDSS较GTR大。★轻掺杂，电阻率大，耐压高；★沟道短D-S间U、R、C均小； 2.MOSFET静态特性与参数(1)静态特性静态特性主要指功率MOSFET的输出特性、饱和特性和转移特性。与静态特性相关的参数主要有通态电阻Ron、开启电压VGS(Th)、跨导gm。最大电压额定值BVDS和最大电流额定值IDM等。A．输出特性 B．饱和压降特性由于功率MOSFET是单极型器件，不像GTR、SCR及GTO那样具有载流子存贮效应，因而通态电阻较大，饱和压降也较高，使导通损耗大。为了降低通态电阻，在设计上要采取一些相应的措施。但是，MOSFET的通态电阻总是要比GTR、SCR及GTO的通态电阻大。 C．转移特性栅源电压VGS漏极电流ID之间的关系称为转移特性。下图为功率MOSFET在小信号下的转移特性。图中特性曲线的斜率DID/DVGS即表示功率MOSFET的放大能力，因为它是电压控制器件，所以用跨导参数gm来表示，跨导gm的作用与GTR中的电流增益β相似。 (2)静态参数A．通态电阻RonRon=rCH+rACC+rJFET+rD功率MOSFET通态电阻分布示意图rCH反型层沟道电阻rACC栅漏积聚区电阻rJFETFET夹断区电阻rD轻掺杂漏极区电阻 Ron与温度的关系1.Ron与温度非常敏感2.易于并联3.电压等级越高影响越大 Ron与漏极电流的关系 Ron与栅源电压的关系电压等级越高rD对Ron的影响越大 对于高耐压功率MOSFET，为了满足电压设计的需要，其漂移区的杂质浓度较低，所用的外延层较厚。当导电沟道充分强化之后，其总的通态电阻Ron主要决定于漂移区电阻rD。利用漏－源之间的击穿电压BVDS与漂移区杂质浓度和厚度的关系，以及漂移区电阻与其杂质浓度和厚度的关系，可以将功率MOSFET的通态电阻表示成击穿电压的函数，即式中，A代表芯片面积。若其单位用mm2，BVDS的单位用V，则Ron的单位是Ω。于是，我们可以很方便地利用器件的电压额定来估计它的通态压降VDS＝IDRDS或功耗ID2RDS。 B．开启电压VGS(Th)VGS(Th)与温度的关系 C．跨导gm小信号跨导gm与栅压VGS的关系曲线 D．漏极击穿电压BVDSBVDS-Tj关系 E．栅源击穿电压BVGS对栅源击穿电压BVGS是为了防止绝缘栅层会因栅源电压过高而发生介电击穿而设定的参数。MOSFET处于不工作状态时，因静电感应引起的栅极上的电荷积累将有可能击穿器件．一般将栅源电压的极限值定为±20V。F．最大漏极电流IDM最大漏极电流IDM表征功率MOSFET的电流容量，其测量条件为：VGS=10V,VDS为某个适当数值。 功率MOSFET极间电容分布及其等效电路A．极间电容(3)动态特性 极间电容与VDS成反比，因此高耐压器件不应应用在低压电路中。 B．栅极电荷特性栅源电压－时间曲线Miller电容静态下很小，动态值最高可以达到CGS的20倍以上，因此需要比手册中提供的Ciss更多的充电电荷。 栅电荷曲线（恒流充电）CGD充电电荷随外电路不同而不同。 开关时间与漏极电流关系曲线驱动电路驱动栅极电阻如何计算？ C．开关过程 D．源漏二极管特性由于功率MOSFET中专门集成一个反并联二极管，用以提供无功电流通路。所以当源极电位高于漏极时，这个二极管即正向导通。由于这个二极管成为电路的重要组成部分，所以手册中都给出它的正向导通压降(即VSD)和反向恢复时间trr的参数值。E．漏源极的dv/dt耐量功率MOSFET内部存在着一个寄生三极管，它的集电极与基极间的电容CCB和基射电阻RBE相连接。当漏源极间出现较高的电压变化率dvDS/dt时，在电容CCB中会产生位移电流iB其值为iB=CCBdvDS/dt该位移电流iB流入寄生三极管基极，在iB值达到一定数值时，有可能使寄生三极管导通，进而使功率MOSFET的耐压能力受到破坏。但在一般情况下由于电阻RBE值很小，不致出现这种严重情况。 由于功率MOSFET的开关频率很高，若带电感负载运行时必然使器件在关断过程中承受很高的再加电压。在这种情况下．功率MOSFET有可能出现电压和电流同时为最大值的瞬态工况，使器件因承受很大的瞬时功率损耗而遭受损坏。此外，与静态dvDS/dt的效应相同，过高的dvDS/dt会经反馈电容Crss耦合到栅极上，致使正在关断的功率MOSFET再次误开通。 二极管反向恢复期内决定的漏源极的电压上升率dvDS/dt，称之为二极管恢复dvDS/dt。这也是一种动态dvDS/dt。反向恢复特性 一个单细胞功率MOSFET2.5.2功率MOSFET建模 一个单细胞功率MOSFET的等效电路 N沟道功率MOSFET的模型1.功率MOSFET的模型电路结型场效应晶体管内部结构 2.模型参数的提取1）横向MOSFET参数的提取主要涉及转移特性曲线和输出特性曲线，在曲线上确定本征跨导参数KP、门槛电压UT、源极电阻RS等。2）纵向JFET参数的提取漏电阻Rd、门槛电压UTO、电流增益Bt、饱和电流IS等。3）体二极管参数的提取结电容Cj0、恢复时间Tr、饱和电流IS1、体电阻RS1等。4）其他参数Cgd、Ca、Cgs由电容－电压特性曲线得到；Ubreak功率MOSFET的击穿电压。功率MOSFET的子电路模型 3.仿真结果 2.6IGBT模型的建立2.6.1IGBT结构与特性IGBT按缓冲区的有无来分类，缓冲区是介于P+发射区和N-飘移区之间的N+层。无缓冲区者称为对称型IGBT，有缓冲区者称为非对称型IGBT。因为结构不同，因而特性也不同。非对称型IGBT由于存在N+区，反向阻断能力弱，但其正向压降低、关断时间短、关断时尾部电流小；与此相反，对称型IGBT具有正反向阻断能力，其他特性却不及非对称型IGBT。由于目前商品化的IGBT单管或模块大部分是非对称型IGBT，所以本课程就以具有缓冲区N+的IGBT进行讨论。 1700V/1200A，3300V/1200AIGBT模块 PowerexCM300DY-24H4xIGBT4xDiodeIGBT模块内部结构 一.非对称型IGBT的物理描述★电导调制★反向阻断 双载流子参与导电 二.导通特性IGBT的开通和关断时由栅极电压来控制的，当栅极加上正向电压时，MOSFET内形成沟道，并为PNP晶体管提供基极电流，进而使IGBT导通。此时，从P+区注入到N-区的空穴（少数载流子）N-区进行电导调制，减少N-区的电阻Rdr，使高耐压的IGBT也具有低的通态电压特性，在栅极上施加反向电压后，MOSFET的沟道消除，PNP晶体管的基极电流被切断，IGBT即被切断。作为一个虚拟达林顿电路末级，PNP管从不进入深饱和区，它的电压降比处于深饱和区的同样PNP管要高。然而特别应该指出的是：一个IGBT发射极覆盖芯片的整个面积，因此它的注射效率和通态压降比同样尺寸的双极晶体管要优越得多。 三.静态特性当IGBT关断后，J2结阻断正向电压；反向阻断电压由J1结承担。如果无N+缓冲区，正、反向阻断电压可以做到同样水平，但加入N+缓冲区后，伏安特性中的反向阻断电压只能达到几十伏，因此限制了IGBT在需要阻断反向电压场合的应用。 与普通达林顿电路不同，流过等效电路中MOSFET的电流成为IGBT总电流的主要部分。式中VJ1为J1结的正向电压，其值约为0.7～1V；Vb为扩展电阻Rb上的压降；Ron为沟道欧姆电阻。与功率MOSFET相比，IGBT通态压降要小得多，1000V的IGBT约有2～5V的通态压降。因为高压IGBT中的PNP小于1，所以PNP晶体管的基区电流，也即MOSFET的电流构成IGBT总电流的主要部分。这种不均衡的电流分配是由IGBT的结构所决定的。 四.动态特性IGBT动态特性钳位效应：G-E驱动电流≈二极管正向特性拖尾电流MOS已经关断，IGBT存储电荷释放缓慢 IGBT的擎住（Latch）效应SCR★静态擎住★动态擎住★过热擎住P区体电阻RP引发擎住关断过急→位移电流CJ—PN结电容RG不能过小，限制关断时间。RP及PNP、NPN电流放大倍数因温度升高而增大。（150℃时ICM降至1/2） IGBT的通态特性 IGBT的电流容量★最大连续电流IC★最大脉冲电流ICM★最大开关电流ILM规定条件下，可重复开关电流的最大值。★允许短路电流ISC 五.IGBT器件物理模型中的电容分布Rb—厚基区调制电阻Coxd—栅漏重叠氧化电容Cm—源极金属层电容Coxs—栅源重叠氧化电容Cgdj—栅漏重叠耗尽电容Cdsj—漏源重叠耗尽电容Ccer—集射再分布电容Cebd—射基扩散电容Cebj—射基耗尽电容栅源电容Cgs=Cm+Coxs栅漏电容Cgd＝CgdjCoxd/(Cgdj+Coxd) 栅源电容Cgs从图2-4中可以看出，栅极和源极金属层之间有一等效源极金属层电容Cm；同时存在一栅源重叠氧化电容Coxs，而且两者以并联的方式同时影响着栅源之间的电容特性，由于Cm与Coxs的动态特性相当稳定，所以Cgs=Cm//Coxs=Cm+Coxs可知Cgs可近似为一静态稳定电容。 2.栅漏电容Cgd由于IGBT的物理工艺特性，栅极与漏极之间始终存在一个稳定的线性电容－栅源重叠氧化电容Coxd；在IGBT工作状态下，随着Vce的增加，在源极（P+区）和栅极（N-区）下方，会产生一耗尽层(DepletionRegion)如图2-4所示，该耗尽层即可等效为栅漏耗尽层重叠电容Cgdj，而Cgdj与Coxd串联构成了栅漏电容Cgd。因此，当IGBT未开通时，耗尽层电容Cgdj等于零，此时Cgd=Coxd，当IGBT开通时，耗尽层产生，直至稳定，因此Cgdj等效为一非线性电容，影响着栅漏电容Cgd的大小。 3.集射再分布电容Ccer集射再分布电容Ccer是由基区与集电区边界条件中的电荷分布所引起的，其动态特性主要决定于集基耗尽电容Cbcj且与之成比例，而Cbcj由于其形成原因同Cdsj相同，因此包含在MOSFET模型中。集基耗尽层的宽度与Cbcj成反比，当集基间电压增加时，集基间耗尽层的宽度Wbcj也随之增加， 其中，W是是N－区与等效BJT基—集耗尽层宽度差，而Weff是基区载流子流通有效宽度，通常情况下，两者的比值大约为0.334。实际中，基区多子电荷数Q要远远大于P+衬底电荷数QB，因此在IGBT关断时输出电容中分布电容Ccer占主导地位。而在IGBT开通时由于Q的值为零，因此此时的输出电容要远远小于关断时的输出电容。在射基区之间没有缓冲区时，Q及QB可以表示为：其中，P0表示等效BJT中靠发射极侧基区末端载流子密度。 4.等效射基电容Ceb由图2-4中可知，等效BJT射基扩散电容Cebj及射基耗尽电容Cebd串联构成了Ceb。在IGBT实际工作状态下，当射基PN结反偏时，Cebj占主导地位，而当射基PN结正向偏置时，Cebd占主导地位。通常我们以电容两端电压特性来代替电容特性：对于Cebj：对于Cebd： 5.沟道调制电阻Rb沟道调制电阻是IGBT中所特有的特性，它的存在使得IGBT关断尾部电流得到了抑止，使得关断速度能够加以提高，使其具有优良的动态特性。但是这又和器件开关时的能量损耗有着直接的关系，同时，由于IGBT自身的散热问题，也使得器件设计者们必须选择一个择中的方案。若是以Q表示所有载流子的电荷总和，那么：其中，式中eff为有效双极变化率m2/Vs，neff为N-区有效掺杂浓度m-3。 2.6.2IGBT建模一.目前国内外IGBT模型的发展概况IGBT的数值模型各电流源是通过对器件的数值分析而得到的数值模型。各级间的非线性电容都以一线性电容和一电流源(Icgd,Icds)并联或一非线性电压源所表示。同时，等效MOSFET中沟道电流以Imos所表示，等效BJT中集电极-发射极电流以Ip(w)表示。 精确的IGBT子电路模型－基于IG-SPICE 简单的IGBT子电路模型－基于PSpice 二.IGBT的子电路原理模型复杂的IGBT子电路模型－基于PSpice 1．沟道调节电阻Rb2．栅漏电容Cgd的数学表达式在实际工作中IGBT作为开关器件时漏源间电压往往是定值3．对于Cdsj，类似于Cgdj，而且A＝2Agd，所以有 4．集射再分布电容Ccer与Cbcj成正比，则可得：5．等效射基极电容Ceb的大小可以直接用其两端电压Veb来替代，它的大小与Vgs成反比，则： 三.IGBT模型的仿真结果的分析1.静态特性的比较IGBT子电路模型的实测与仿真静态特性 2.动态特性的比较IGBT开通实测与仿真波形 IGBT关断实测与仿真波形 栅极电流实测与仿真结果 栅源电压暂态变化曲线（手册与仿真） 3.栅极电阻对动态特性的影响Time(s)栅极电阻对IGBT开关特性的影响 专题学习----几何证明中常见的“添辅助线”方法----“周长问题”的转化 Ⅰ.连结目的:构造全等三角形或等腰三角形适用情况:图中已经存在两个点—X和Y语言描述:连结XY注意点:双添---在图形上添虚线在证明过程中描述添法 Ⅰ.连结典例1:如图,AB=AD,BC=DC,求证:∠B=∠D.ACBD1.连结AC构造全等三角形2.连结BD构造两个等腰三角形 Ⅰ.连结典例2:如图,AB=AE,BC=ED,∠B=∠E,AM⊥CD,求证:点M是CD的中点.ACBD连结AC、AD构造全等三角形EM Ⅰ.连结典例3:如图,AB=AC,BD=CD,M、N分别是BD、CD的中点，求证：∠AMB＝∠ANCACBD连结AD构造全等三角形NM Ⅰ.连结典例4:如图,AB与CD交于O,且AB=CD，AD=BC，OB=5cm，求OD的长.ACBD连结BD构造全等三角形O 目的:构造直角三角形,得到距离相等适用情况:图中已经存在一个点X和一条线MN语言描述:过点X作XY⊥MN注意点:双添---在图形上添虚线在证明过程中描述添法Ⅱ.角平分线上点向两边作垂线段 Ⅱ.角平分线上点向两边作垂线段典例1:如图,△ABC中,∠C=90o,BC=10,BD=6,AD平分∠BAC,求点D到AB的距离.ACD过点D作DE⊥AB构造了:全等的直角三角形且距离相等BE Ⅱ.角平分线上点向两边作垂线段典例2:如图,△ABC中,∠C=90o,AC=BC,AD平分∠BAC,求证:AB=AC+DC.ACD过点D作DE⊥AB构造了:全等的直角三角形且距离相等BE思考:若AB=15cm,则△BED的周长是多少? Ⅱ.角平分线上点向两边作垂线段典例3:如图,梯形中,∠A=∠D=90o,BE、CE均是角平分线,求证:BC=AB+CD.ACD过点E作EF⊥BC构造了:全等的直角三角形且距离相等BF思考:你从本题中还能得到哪些结论?E Ⅱ.角平分线上点向两边作垂线段典例4:如图,OC平分∠AOB,∠DOE+∠DPE=180o,求证:PD=PE.ACD过点P作PF⊥OA,PG⊥OB构造了:全等的直角三角形且距离相等BF思考:你从本题中还能得到哪些结论?EPGO 目的:构造直角三角形,得到斜边相等适用情况:图中已经存在一条线段MN和垂直平分线上一个点X语言描述:连结XM和XN注意点:双添---在图形上添虚线在证明过程中描述添法Ⅲ.垂直平分线上点向两端连线段 目的:构造直角三角形,得到斜边相等适用情况:图中已经存在一条线段MN和垂直平分线上一个点X语言描述:连结XM和XN注意点:双添---在图形上添虚线在证明过程中描述添法Ⅳ.中线延长一倍 1.AD是△ABC的中线，Ⅳ.中线延长一倍ABCDE延长AD到点E，使DE=AE，连结CE. Ⅱ.角平分线上点向两边作垂线段2.如图,梯形中,∠A=∠D=90o,BE、CE均是角平分线,求证:BC=AB+CD.延长BE和CD交于点F构造了:全等的直角三角形F思考:你从本题中还能得到哪些结论?ACDBE 1.如图,△ABC中,∠C=90o,AC=BC,AD平分∠ACB,DE⊥AB.若AB=6cm,则△DBE的周长是多少?Ⅴ.“周长问题”的转化借助“角平分线性质”BACDEBE+BD+DEBE+BD+CDBE+BCBE+ACBE+AEAB 2.如图,△ABC中,∠C=90o,D在AB的垂直平分线上,E在AC的垂直平分线上.若BC=6cm,求△ADE的周长.Ⅴ.“周长问题”的转化借助“垂直平分线性质”BACDEAD+AE+DEBD+CE+DEBC 3.如图,A、A1关于OM对称,A、A2关于ON对称.若A1A2=6cm,求△ABC的周长.Ⅴ.“周长问题”的转化借助“垂直平分线性质”BACOMAB+AC+BCA1B+A2C+BCA1A2A1A2N 4.如图,△ABC中，MN是AC的垂直平分线.若AN=3cm,△ABM周长为13cm，求△ABC的周长.Ⅴ.“周长问题”的转化借助“垂直平分线性质”BACMAB+BC+ACAB+BM+MC+6NAB+BM+AM+613+6 5.如图,△ABC中，BP、CP是△ABC的角平分线，MN//BC.若BC=6cm,△AMN周长为13cm，求△ABC的周长.Ⅴ.“周长问题”的转化借助“等腰三角形性质”BACPAB+AC+BCAM+BM+AN+NC+6NAM+MP+AN+NP+613+6MAM+AN+MN+6'